Недостатками метода являются следующие:

- малая чувствительность, сопротивление полупроводникового элемента заметно изменяется при напряженности СВЧ поля более 1000 В/см;

- малый динамический диапазон (10-iS дБ) в линейном участке характеристики; нижний предел 1-5 кВт; верхний предел ограничивается нагревом полупроводникового элемента поглощаемой в нем

1 мощностью;

С - неравномерность частотной характеристики;

- значительная температурная зависимость;

- зависимость результатов измерений от коэффициента отражения нагрузки;

- необходимость калибровки на СВЧ по образцовому прибору;

- наличие мешающих эффектов, таких, как э. д.. с. Холла, термо-э. д. с. и др.

Перечисленные недостатки метода затрудняют его реализацию.

4.6. МЕТОД, ОСНОВАННЫЙ НА ИСПОЛЬЗОВАНИИ ЭФФЕКТА

ОБРАЗОВАНИЯ ТЕРМО-Э. Д. С. ГОРЯЧИХ НОСИТЕЛЕЙ ТОКА

В ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ЭЛЕМЕНТАХ ПОД ДЕЙСТВИЕМ СВЧ ПОЛЯ

Как уже указывалось, в полупроводниковых элементах, помещенных в сильное электричское поле (порядка нескольких кВ/см), заметно разогреваются носители тока по всему объему полупроводника, в результате чего изменяется проводимость элемента, и этот эффект может быть использован для измерения больших импульсных мощностей.

Если использовать полупроводниковый элемент с точечным не-выпрямляющим контактом, то при помещении его в сильное электрическое поле произойдет неоднородный разогрев носителей в области точечного контакта [И]. Вследствие этого на потенциальном барьере в переходе металл - полупроводник образуется э. д. с, которую условно называют термо-э. д. с. горячих носителей.

Элемент обычно изготавливают из германия р-проводимости. В качестве точечного невыпрямляющего контакта используют резкий р-р+-переход антизапорного типа, где сильно легированная область р+ является вырожденной или близка к ней.

Исследования показали., что термо-э. д. с. горячих носителей, возникающая в определенном интервале уровней СВЧ мощности, прямо пропорциональна мощности, поглощенной в самом элементе, а следовательно, и мощности в линии передачи. Коэффициент преобразования полупроводникового элемента зависит от удельного сопротивления материала полупроводника, размеров точечного контакта , его формы, высоты потенциального барьера в контакте и некоторых других констант:

(4.12)

где X - эффективная высота потенциального барьера на контакте металл-полупроводник; а - удельная электрическая проводимость материала полупроводника; г - радиус полусферического контакта; Тррл - время релаксации энергии носителей тока; и - подвижность носителей тока.

. Зависимость между напряженностью поля и мощностью, поглощаемой полупроводниковым элементом, можно представить в виде

(4.13)

При Рпои = 3 . 10- Вт, О = 5 Ом-1м-\ г = 2 10- м напряженность Е = 10 В/м или 10 В/см.

Приведенный расчет показывает, что благодаря малым размерам полусферического контакта полупроводникового элемента обеспечивается высокая концентрация электрического поля при относительно малой величине поглощаемой в нем мощности. Это подтверждает возможность использования эффекта для измерения мощности малых уровней. Практически получен коэффициент преобразования полупроводниковых элементов 5-6 мкВ/мкВт, что значительно больше, чем для обычных пленочных высокочастотных термопар.

Поскольку время релаксации носителей тока очень мало, эффект \ образования термо-э. д. с. горячих носителей можно использовать ) для измерения импульсной (пиковой) мощности. При этом форма ви- Ч деосигнала на выводах элемента будет аналогичнаформе огибающей ] СВЧ импульса. Длительность импульсов измеряемого сигнала огра- / ничивается сопротивлением растекания и паразитными емкостями эле- мента. Практически метод применим для измерения импульсной (пи- ) новой) мощности при длительностях импульсов свыше 0,05-0,1 мкс. /

Основными узлами ваттметра, использующего описанный эффект, является приемный преобразователь с полупроводниковым элементом и измерительный блок с отсчетным устройстюм. При измерении мощности сигналов непрерывной генерации в качестве измерительного блока используют усилитель постоянного тока, а при измерении импульсной мощности - пиковый милливольтметр.

Рассматривая полупроводниковый элемент с точки зрения соответствия его импеданса характеристическому сопротивлению линии передачи в диапазоне частот, можно придти к следующему выводу. Из-за большого значения активной составляющей (более 3 кОм) элемент трудно согласовать в диапазоне частот и применять его в качестве оконечной нагрузки подобно термистору, болометру, СВЧ термопаре. Практически метод применяют для измерения проходящей мощности. Если приемный преобразователь использовать в сочетании с согласованной нагрузкой, возможно измерение поглощаемой мощности.

Границы динамического диапазона преобразователей изучены недостаточно. Имеются данные, что при мощности в волноводном I тракте свыше 1 мВт зависимость величины термб-э. д. с. от уровня > мощности нелинейная.

Приведенные теоретические соотношения только приближенно оценивают связь между напряжением на входе преобразователя и величиной поглощенной преобразователем мощности. Поэтому прибор

/Нужно обязательно калибровать по образцовому ваттметру. Погреш-( ность метода измерений, определяемая в основном погрешностью ме-чтодики калибровки, составляет порядка ±(10-30)%.

Достоинствами метода являются применимость для измерения как импульсной мощности, так и мощности сигналов непрерывной генерации, калибровка возможна сигналом непрерывной генерации.

К его недостаткам можно отнести: малый динамический диапазон - порядка 10-20 дБ; большую температурную зависимость - порядка нескольких процентов на 10° С (коэффициент преобразования V значительно изменяется при рабочих температурах, свыше 50° С); необходимость калибровки по образцовому прибору.

Несмотря на эти недостатки, метод перспективен, дрейфовые характеристики ваттметра значительно лучше, чем у любого термисторного ваттметра. Несомненно, что при расширении динамического диапазона полупроводниковых преобразователей метод найдет широкое применение, особенно для измерения малых импульсных мощностей.

4.7. ПРИМЕНЕНИЕ ФЕРРОМАГНИТНЫХ ПЛЕНОК

Одним ИЗ новых является метод измерения импульсной мощности, Р основу которого положено использование гальваномагнитных явлений - аномального эффекта Холла и явления магнитосопротивле-ния в ферромагнитных пленках (ФМП) в области ферромагнитного резонанса [15]. Сущность явлений состоит в том, что при наложении внешнего магнитного поля на размагниченную изотропно проводящую магнитную пленку в последней возникает анизотропия сопротивления, элементы тензора удельного сопротивления которой зависят от величины и направленности намагниченности пленки - явление магнитосопротивления [16].

При наличии в пленке первичного электрического тока в ней возникает электрическое поле, направление которого перпендикулярно току, а также намагниченности - аномальный эффект Холла [17]. Если наряду с постоянным полем на пленку воздействовать электромагнитным полем СВЧ, то в пленке будет возбуждаться- СВЧ ток, а вектор намагниченности будет прецессировать вокруг своего положения равновесия, модулируя удельное сопротивление пленки. Глубина модуляции зависит от магнитных и электрических свойств пленки, а также от величины постоянного и переменного магнитных полей. Таким образом, ферромагнитная пленка становится параметрическим детектором. Быстродействие параметрического детектора на основе ФМП определяется в основном временем спин-решеточной релаксации, которая в ФМП имеет величины порядка 10 *-10 с.

При создании оконечных ваттметров ФМП располагают так, чтобы в ней поглощалась вся мощность СВЧ. При измерении проходящей мощности пленку располагают так, чтобы она не нарушала структуру поля в волноводе и слабо взаимодействовала с полем СВЧ. В этом случае можно измерять большие уровни проходящей мощности. Реализованы коаксиальные преобразователи на базе ФМП с ко-

эффициентом преобразования 1,2 мВ/Вт в диапазоне частот 2-4 ГГц ) при допустимой средней мощности 200 мВт [15]. /

К преимуществам преобразователей на основе ФМП по сравнению с полупроводниковыми элементами относится отсутствие выпрямляющих контактов и технологичность изготовления. \

4 в. ИНТЕГРАЛЬНЫЙ МЕТОД

В отличие от метода пикового детектора, при котором измеряется величина, близкая к амплитуде импульсов, интегральный метод основан на нелинейном преобразовании этих импульсов с помощью нескольких нелинейных преобразователей (расширителей импульсов), имеющих различный характер нелинейности. Благодаря этому по величинам сигналов с их выходов можно определять импульсную мощность, длительность, коэффициент формы импульса. Основными элементами преобразователей являются диоды, в том числе и кристаллические. Преобразование импульсов с помощью расширителей импульсов является интегральным процессом, поэтому и метод измерения назван интегральным [2,18-22].

Интегральный метод требует применения счетных устройств, решающих систему уравнений, с помощью которых описываются расширенные импульсы на выходах преобразователей.-Достаточно простые решающие устройства могут быть выполнены лишь при двух-трех расширителях импульсов. Не приводя детального анализа, можно отметить, что этот метод может быть использован преимущественно при малых амплитудах измеряемых импульсов (только при малых амплитудах и в сравнительно узком динамическом диапазоне сохраняется неизменным характер нелинейности характеристики преобразователя, например экспоненциальный) и большой скважности.

Рассмотрим принцип измерения импульсной мощности на примере использования двух преобразователей импульсов.

Пусть на вход расширителя (рис. 4.10) подано напряжение

О при/<0,- j

t/sino) при />0.

Рис. 4.10. Упрощенная схема раййирителя импульсов.

Дифференциальное уравнение, описывающее процессы в таком расширителе, имеет .вид

F[V{t)-DVc(i)\ = C

г dU.

С{()

(4.15)

Если предположить, что напряжение на емкости нагрузки расширителя увеличивается скачком в начале каждого периода колебаний высокой частоты на величину AUc и линейно спадает в течение периода (такое допущение можно принять, так как всегда AUc С и / С Травр. где Травр = RC - постоянная времени разряда ем-

кости нагрузки расширителя импульсов), то решение (4.15) можно записать в виде 12]

Vcn=-fW (t)-DUcn-:]dt + Ucn-i{l-]. (4.16)

где D - проницаемость диода; п - порядковый номер периода.

Можно показать, что при экспоненциальной характеристике нелинейного элемента и радиоимпульсах прямоугольной формы амплитуда расширенного импульса на выходе первого расширителя импульсов будет

Ucmi = (/px/Ci) и о {X) - и т , (4.17)

на выходе второго

Ucm2 = (/рг/Сг) [/о ФпХ) - 1] т , (4.18)

где /р1, /ра - токи нелинейных элементов в рабочей точке; Jq (х) - функция Бесселя; х = ЛУ; Л = е/сдк - характеристика нелинейного элемента; е - заряд электрона, Кл; - постоянная Больц-мана, Дж/К; к - температура р-п-перехода. К; - коэффициент, определяемый конструкцией диода (для большинства диодов 1 <; < ад<2); 6д = Л2/Л1 - коэффициент деления фиксированного ослабителя на выходе второго расширителя импульсов; т - длительность СВЧ импульсов.

Таким образом, отношение амплитуд расширенных импульсов р UCm\ pi С.2, J с {х)-1 (4 19)

не зависит от длительности СВЧ импульсов и определяется лишь их амплитудой Urn- При импульсах непрямоугачьной формы под х следует понимать AUjn УКфи, где Кфи - коэффициент формы импульса.

С помощью измерителя отношений амплитуд расширенных импульсов, пользуясь графиком (рис. 4.11), рассчитанным по формуле (4.19) для случая 6д = 0,5, можно определить импульсную мощность. На графике по оси абсцисс отложено произведение СЛ = 2RPf, (Л = 20 В-, R = 50 Ом), пропорциональное импульсной мощности или обобщенной мощности при импульсах непрямоугольной формы, по оси ординат - величины отношений амплитуд расширенных импульсов (в логарифмическом масштабе). Следует отметить, что приведенный график (рис. 4.11) не учитывает частотных свойств нелинейных преобразователей. Поэтому на практике необходимо пользоваться экспериментальными калибровочными графиками, полученными при сравнении устройств с образцовыми ваттметрами.

В основу работы измерительного блока может быть положен также несколько иной способ сравнения [2, Г8, 19] амплитуд расширенных импульсов (рис. 4.12).

Измеряемые СВЧ импульсы поступают на согласованную нагрузку R, выполненную в виде делителя, к которому подключены два рас-

Z0 30 WZRPobA

ширителя импульсов. В качестве нелинейных элементов применены полупроводниковые диоды и Яг- Для улучшения согласования 4fi входа нагрузки диод первого расширителя импульсов подключен гО не непосредственно ко входу нагрузки, а к части нагрузочного со- Z,0 противления. Плечи делителя выб-раны с таким расчетом, чтобы сиг- Уц нал, поступающий на диод Да, был i,z в два раза меньше сигнала, посту- 1,0 пающего на диод Д. Рабочие токи диодов определяются напряжением V и сопротивлениями резисторов Ra и R, которые заведомо больше сопротивления диода в прямом направлении. Это позволяет свести к минимуму температурную зависимость токов диодов.

Расширенные импульсы с нагрузок первого и второго расширителей импульсов попеременно через контакты реле П поступают на вход усилителя. Его коэффициент усиления регулируется с помощью устройства автоматической регулировки усиления таким образом, что на выходе усилителя максимальная амплитуда импульсов поддерживается на некотором уровне и. Частота переключения контактов реле Я, задаваемая низкочастотным генератором, во много раз меньше минимальной частоты повторения измеряемых СВЧ импульсов. Благодаря этому при неравенстве амплитуд расширенных импульсов на нагрузках первого и второго расширителя импульсов, сигнал на выходе

Рис. 4.11. Завивимость Ря (Роъ) 6д=0,5.

Регулятор усиления

Амплитуд

ный детектор

Фазовый детектор

Селективный усилитель

Рис. 4.12. Функциональная схема измерителя обобщенной мощности СВЧ импуль-

, сов.