Главная ->  Источники электропитния 

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 [ 50 ] 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132

Uk9 = Ub3 - Ubk + IkRk

+ фтш-ттгл (3.1)

W2

где Ub9 - падение напряжения на переходе база-эмиттер; Ubk - падение напряжения на переходе база-коллектор; Хо - ширина области с высоким уровнем инжекции; W2 - толщина высокоомного слоя; Rk = W2 / qp-nNdSK - сопротивление высокоомного слоя; q - заряд электрона; Цп - подвижность электронов; Nd - концентрация примеси; Sk - площадь коллектора;

фт - f -N - температурный потенциал с учетом подвиж-1 + iii. ности носителей;

р,р - подвижность дырок.

Третье слагаемое в выражении (3.1) представляет собой падение напряжения в области коллектора О < х < Хо с высоким уровнем инжекции, четвертое слагаемое - падение напряжения в области коллектора Хо < х < W2 с низким уровнем инжекции. Ширина области Хо зависит от глубины насыщения. В активной области Хо = О, а при глубоком насыщении транзистора отношение Хо / W2 приближается к единице. В области малых токов коллектора падение напряжения коллектор-эмиттер определяется разностью напряжений на переходах, а по мере повышения тока определяющим может быть напряжение на высокоомном слое коллектора. Таким образом, даже при напряжении коллектор-эмиттер Una > 5 В коллекторный переход может быть смещен в прямом направлении. Такой режим называют квазинасыщением. Характеризуется он заметным ухудшением динамических свойств транзисторов по сравнению с работой в активном режиме.

В работе [32] приводятся данные по сопротивлению Rk для высоковольтных переключающих транзисторов. Так, например, для транзисторов типа КТ841А сопротивление Rk = 1 Ом. При таком значении сопротивления падение напряжения при протекании тока 1к = 5 А составит IkRk = 5 В, что приведет в схеме предварительного усилителя мощности на рис. 3.31 к закрытию диода УВдоп в цепи



база-коллектор и, следовательно, к прекращению действия контура стабилизации коэффициента глубины насыщения транзистора.

Таким образом, транзистор входит в области квазинасыщения и насыщения, что и приводит к росту времени tpac рассасывания (особенно при ограниченном токе запирания 1взап).

Уменьшение времени tpac рассасывания и времени Ьвык выключения транзистора, а также практическую стабилизацию этих параметров в широком диапазоне изменения тока коллектора обеспечивает схема предусилителя на рис. 3.34. Отличием этой схемы от приведенной на рис. 3.31 является введение источника отрицательного напряжения, образованного дополнительной обмоткой трансформатора, диодом VD1 и конденсатором С1, а также введение дополнительного транзистора VT1 и диода VD4. Это позволяет получить запирающий ток базы силовых транзисторов выше уровня отпирающего тока.

Е>

v1j

vu3 vuQ

<

Рис. 3.34. Электрическая схема предварительного усилителя

Экспериментальные характеристики потерь в транзисторах 2Т847А полумостового инвертора с управлением от данного предусилителя приведены на рис. 3.32 и 3.35.

Принято считать, что ключевая схема является оптимальной, если мощности статических и динамических потерь примерно одинаковы. С учетом этого можно определить зону лучшего использования предусилителя. Как видно на рис. 3.32, максимальная частота преобразования с точки зрения приемлемых потерь мощности в силовых транзисторах инвертора может быть принята равной



(80...85) кГц. Согласно рис. 3.35 максимальная выходная мощность источника электропитания при частоте преобразования 25 кГц составляет (350...400) Вт. Применение мостовой схемы преобразователя при управлении от предусилителя на рис. 3.34 позволяет получить выходную мощность источника до 800 Вт.

° U--12- -10- -> - -6 - -4 --2 - -


50 100 150 200 250

Рис. 3.35. Зависимость мощности Рпот потерь в транзисторах инвертора от выходной мощности Рвых источника электропитания

Практическая схема предварительного усилителя мощности на рис. 3.36 обеспечивает управление четырьмя транзисторами (для мостовой схемы инвертора), два из которых управляются сигналом длительностью Т / 2 непосредственно от управляющего трансформатора TV1 (обмотки W4, W7), а два других - широтно-модулирован-ным сигналом уТ / 2 через оптоэлектронную развязку VD9. Части схемы А1 и А2, обведенные штриховыми линиями, являются формирователями базовых токов.

Отпирающий ток базы силового транзистора формируется в момент протекания управляющего импульса тока через светоизлучаю-щий диод оптопары VD9, при этом в базу транзистора D1.3 (вход 5) подается отпирающий ток, который открывает этот транзистор и приводит к появлению на его коллекторе (вывод 11) сигнала 0. Этот сигнал держит закрытым через транзисторы D1.4 и D1.2 коллектор транзистора D1.1 (выход 14), который шунтирует базу проходного транзистора VT1. Поскольку на базу транзистора VT1 в этот момент времени подается прямое смещение через резистор R1, то ток от положительного полюса выпрямителя и конденсатора 01 протекает через переход коллектор-эмиттер транзистора VT1 к эмиттеру силового транзистора VT2 и далее через диоды VD11, VD12 к отрицатель-



1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 [ 50 ] 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132